3．1 RF输入端的设计
RF输入端由1个集成变压器和一个高线性差分放大器组成，变压器的初级与RF输入端(引脚3)和地连接。变压器的次级内部与差分放大器输入端连接。
变压器初级的一端内部和地连接，如果RF源有DC电压，则在其输入端接入耦合电容器。在1．7GHz-3 GHz之间，RF输入可由内部匹配，在这个频率范围不需要外部匹配。频带边沿输入回波损耗的典型值为10 dB。
在低频带边沿的输入匹配电路中，串联的最佳电容器的值是2．7 pF(引脚3)，以改善1．7 GHz的回波损耗(>20 dB)；同样，为改善2．7 GHz的回波损耗(>30dB)，其匹配串联的最佳电感器感值是1．5 nH。同时，串联1．5nH／2．7 pF匹配网络使频带的边沿更理想，并将RF的输入带宽扩大至1．1 GHz～3．3 GHz。
在400 MHz低频处或3．7 GHz处，RF输入匹配网络在原有基础上增加并联电容器C5，如果450MHz下的输入匹配电容器C5的容值为12 pF，在评估板的50 Ω输入传输线上，位于距离引脚34．5 mm的位置；900 MHz下的输入匹配电容C5=3．9 pF，位于距离引脚31．3 mm的位置；3．5 GHz下的输入匹配电容器C5=0．5 pF。位于距离引脚34．5mm的位置。这种串联传输线／并联电容器匹配拓扑使得LT5527可用于倍频标准，而不需要修正电路板的设计。串联传输线可用串联的片式电感器代替，以使布局更简单。
RF输入阻抗和S11与频率的关系(没有外部匹配)列于表1。S11数据用于微波电路模拟设计自定义匹配网络。模拟和RF输入滤波器的接口连接。
3．2 LO输入端的设计
LO输入端由1个集成变压器和1个高速限幅差分放大器组成，其中。放大器驱动混频器．得到最高的线性和最低的噪声．1只内部耦合电容器和变压器的初级串联。无需连接外部耦合电容器。尽管内部放大器将最大有效频率限制在3．5 GHz。但在1．2 GHz～5 GHz范围内，LO输入由内部匹配。当然输入匹配可以变换，在低频(750 MHz)处，给引脚15并联1只电容器(C4)，850MHz～1．2 GHz匹配中，C4=2．7 pF。
750MHz以下的LO输入匹配要求串联电感L4/并联电容C4，在650 MHz～830 MHz，其匹配网络的L4=3．9 nH，C4=5．6 pF；在540 MHz～640MHz，其匹配网络的L4=6．8 nH，C4=10 pF。评估板不包含L4的焊盘．因此可切断近处的引脚15以便插入L4。L4是低功耗多层片式电感器。
频率大于1．2 GHz时，尽管放大器提供的功率有几个dB．但最佳LO驱动功率只有-3 dBm(LO输入功率变化，混频器性能不变)；在频率低于1．2GHz的情况下，尽管-3 dBm的LO驱动功率仍然提供高转化增益和线性。但是为了得到最佳噪声，LO驱动功率为0 dBm。自定义匹配网络的阻抗数据见表2，并参考LO端没有匹配时的情况。
3．3IF输出端的设计
IF输出端(IF+和IF-)和晶体管混频开关的集电极连接，如图5。IF+和IF-分别有电压偏置，主要通过变压器中心抽头或匹配电感取得。每个IF端从总电流(52 mA)中分出26 mA的电流。为了得到最佳单端工作性能，这些差分输出需通过1个IF变压器或1个离散的IF不平衡变压器与外部电路结合。图3所示的电路包含1个用于阻抗变换和差分单端转换的IF变压器。图4所示的电路由1个离散的IF不平衡变压器实现同样的功能。低频时IF输出阻抗可等效415 Ω并联2．5 pF的电容器。频率与IF差分输出阻抗的关系如表3所示。这些数据参考封装引脚(没有外部元件)，包含了IC和封装寄生效应的影响。对于IF频率为几千赫兹的低频或600MHZ的高频。可匹配输出IF。
差分单端IF匹配的方法有以下三种：
(1)直接8：1 IF变压器匹配
IF频率低于100 MHz时，最简单的匹配设计是将1个8：1变压器连接到IF端，变压器将进行阻抗变换并提供单端50 Ω输出。在图3所示电路中．这种匹配通过短接L1、L2、用8：l变压器(不设置C3)代替4：1变频器即可实现。
(2)低通滤波器+4：1 IF变压器匹配
实现最低的LO-IF泄漏和较宽的IF带宽很简单．如图5所示为由3个元件构成低通滤波匹配网络。匹配元件C3、L1和L2结合内部2．5 pF电容器形成1个400 Ω～200 Ω低通滤波匹配网络，该匹配网络谐振于所期望的IF频率。这里4：1变压器将200 Ω差分输出变换成50 Ω的单端输出。
该匹配网络对40 MHz以上(包括40 MHz)的IF最为合适。对于40 MHz以下的IF频率。若串联电感器（L1、L2)的电感值取得过高，用这样的电感和寄生效应将影响稳定性，因此，8：1变压器适合于低IF频率。适用于IF频率的低通滤波的匹配元件值如表4所示。高Q值线绕片式电感器（L1、L2)大大改善了混频器的转换增益，但对线性度还是有点影响。
(3)离散IF不平衡变压器匹配
在许多应用中，可以用离散IF不平衡变压器代替IF变压器，如图4所示。L1、L2、C6和C7的值可用式(1)、式(2)计算，在IF频率期望值上得到180°相移，并提供50 Ω的单端输出。电感器L3的值也可计算，但L3抵消内部2．5pF的电容器，L3也为IF+端提供偏置电压。低功耗多层片式电感适合L1、L2，为了得到最大转换增益以及为IF+端提供最小DC电压，L3选用高Q值线绕片式电感器，C3是DC的隔离电容器。
与低通滤波4：1变压器匹配技术相比．这种网络提供约为0．8 dB的高转换增益(忽略IF变压器上的损耗)，较好的噪声系数和IP3。IF中心频率偏移±15％，转换增益和噪声下降约1 dB。超过±15％以上，转换增益逐渐减少，但噪声迅速增大。IP3对带宽不太敏感，与低通滤波4：1变压器匹配相比仍可实现以最佳性能，除了IF带宽，最大的差别是LO-IF泄漏，减少约-38 dBm。
通用IF频率下离散IF不平衡变压器的元件值如表5所示。由于电路板和寄生效应的影响，表5中的值与计算值略有差别。
对整个差分IF结构来说，还可以从另一个角度考虑，不用IF变压器，如图6所示，这里，混频器的IF输出匹配直接通过1个SAW滤波器，混频器IF端的电源由IF匹配网络中的电感器提供。计算L1、L2和C3的值，使之在期望的IF频率上谐振，并获得高品质因数和理想带宽。调整L和C值，以消除混频器内部2．5 pF电容和SAW滤波器输入电容的影响。在这种情况下，由于带通网络不变换阻抗，其差分IF输出阻抗是400 Ω。若SAW滤波器的输入阻抗大于或小于400 Ω，就需要附加匹配元件。
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